Moc strat statycznych (1)

Moc strat statycznych (1)
E (T s)
E cond +E block E on +E of E cond E on +E of
1
P d = ∫ pd d t =
=P stat +P dyn=
+
≈
+
TsT
Ts
Ts
Ts
Ts
Ts
s
●
Moc czynna strat statycznych
P stat =
●
E cond +E block
Ts
≈
E cond
Ts
(w większości aplikacji)
Impulsowy przebieg prądu (amplituda Ion) ⇒ impulsowy przebieg mocy
P stat =
E cond
Ts
=
P on t cond
Ts
=D P on=D I on U on
2
2
MOSFET: P D(stat)=D I D(on) R DS(on) lub =I D(rms) R DS(on) =( √D I D(on) ) R DS(on)
BJT, IGBT: P C(stat) =D I C(on) U CE(sat)
2



●
diody:
P F(stat)=D I F U F
Należy uwzględnić wpływ temperatury, przyjmując Tj:


aby ocenić bezpieczeństwo: Tj(max) = Tj(rat), gdyż przede wszystkim dla niej nie
można dopuścić do niestabilności cieplnej – dalszego wzrostu temperatury
by oszacować η: Tj(min) lub Tj(max) – tę, dla której P (Uon, Ron) będzie największa
Łukasz Starzak, Podzespoły i układy scalone mocy, lato 2015/16
25
Moc strat statycznych (2)
●
Prąd o dowolnym przebiegu
P stat =


IC
E cond
Ts
=
ID
1
1
p
d
t
=
i u dt
∫
∫
d
Tst
T s DT
cond
s
stosuje się idealizowane aproksymacje
charakterystyk statycznych
MOSFET: RDS(on) = const ≠ f(ID)
1
P D(stat)=
i D u DS d t =
∫
T s DT
ID(on)
s
UDS(on)
1
=
i 2D R DS(on) d t =
∫
T s DT
IC(on)
s

UCE(sat)
UCE
UDS
RDS(on)ID(on)
s
1
=R DS(on)⋅ ∫ i 2D dt =I 2D(rms) R DS(on)
TsT
RDS(on)−1
przez resztę okresu i = 0 (nie
rozważamy tu stanów dynamicznych),
więc wydłużenie przedziału
całkowania do Ts nie zmienia wyniku)
BJT: UCE(sat) = const = UCE(sat)(IC(on)) ⇒ moc przeszacowana
1
1
P C(stat) =
i C u CE dt ≈ U CE(sat)⋅ ∫ i C d t =I C(av) U CE(sat)
∫
T s DT
TsT
s
s
Łukasz Starzak, Podzespoły i układy scalone mocy, lato 2015/16
26
Moc strat statycznych (3)
diody, IGBT: aproksymacja dwuodcinkowa
▶ U
TO – napięcie progowe, r – rezystancja różniczkowa (dU/dI)

parametry te bywają podawane w katalogach lub należy je obliczyć na
podstawie dwóch punktów odczytanych z charakterystyki I = f(U)
1
1
1
1
P F(stat)=
iF uF d t ≈
i F (U F(TO) +r F i F ) dt =U F(TO)⋅ ∫ i F dt +r F⋅ ∫ i 2F d t =
∫
∫
T s DT
T s DT
TsT
TsT
▶
s
s
s
=I F(av) U F(TO) +I 2F(rms) r F
P C(stat) =
1
i C u CE dt ≈
∫
T s DT
s
≈
1
+r i ) d t =
∫ i (U
T s D T C CE(TO) CE C
s
IF
IC
IF(on)
IC(on)
rCE−1
s
=I C(av) U CE(TO) +I 2C(rms) r CE

w uproszczeniu można przyjąć
r = 0, U = const (jak BJT)
⇒ dużo mniejsza dokładność
rF−1
UF(TO)
UF(TO)
UF(on)
UF
rFIF
Łukasz Starzak, Podzespoły i układy scalone mocy, lato 2015/16
UCE(TO)
UCE(TO)
UCE(sat) UCE
rCEIC(on)
27
Obciążenie o charakterze opornika (rezystancyjne) –
przełączanie miękkie
U DD
UDD
RL
●
RL
Zmiany prądu i napięcia
następują jednocześnie
iD
ID(on)
iD
uDS
uDS
u DS=U DD−i D R L
I D(on)=
t
UDS(off)
U DD
RL
U DS(off) =U DD
t
p
D scalone mocy, lato 2015/16
Łukasz Starzak, Podzespoły i układy
28
Obciążenie o charakterze źródła prądu (indukcyjne) –
przełączanie twarde
●
Wyłączanie tranzystora


Załączanie tranzystora
●
wpierw uDS musi narosnąć do U2
(+ UF(TO)), aby dioda mogła zacząć
przejmować prąd IL


do tego czasu iD = IL
do tego czasu utrzymuje ona
uDS ≈ U2
iD
U1
U1
wpierw iD musi narosnąć do IL,
aby iF = 0 i dioda się wyłączyła
ID(on)
I D(on)=I L
U DS(off) ≈U 2
Io
U2
IL
iD i F
U2
uDS
t
UDS(off)
u DS
t
Łukasz Starzak, Podzespoły i układypscalone
mocy, lato 2015/16
D
29
Moc strat dynamicznych – MOSFET
●
Obciążenie rezystancyjne

iD aproksymuje się odcinkiem prostym
i D=

I D(on)
tr
u DS=
tr
E D(on)=∫ p D d t =
0
U DS(off) I D(on)
t 2r
[
U DS(off) I D(on)
t 2r
tr
ID(on)
(t r−t )
energia wydzielana
tr
=
t
U DS(off)
iD
∫ (t r t −t
t
uDS
2
) dt =
UDS(off)
0
t
1
2 1 3 r 1
t t − 3 t = 6 U DS(off) I D(on) t r
2 r
0
]
1
E D(off)= 6 U DS(off) I D(on) t f
moc czynna strat
E D(on) +E D(off) 1
P D(dyn)=
= 6 U DS(off) I D(on) ( t r +t f ) f s
Ts
t
pD
ED(on)
ED(off)

ID(on)∙UDS(off)/4
0
∆tEon=tr
Łukasz Starzak, Podzespoły i układy scalone mocy, lato 2015/16
t
tr
∆tEoff=tf
30
Moc strat dynamicznych – MOSFET (cd.)
●
Obciążenie indukcyjne

iD
pD ma kształt trójkąta
E D(on) =
∫
∆tE
ID(on)
1
p D dt = 2⋅I D(on) U DS(off)⋅∆ t E
on
1
2
(
P D(dyn)= I D(on) U DS(off) ∆ t E +∆ t E
●
on
on
of
)fs
uDS
UDS(off)
Czasy przełączania

t
obciążenie indukcyjne
tri , t f i ≪ t f u , tru ⇒ ∆ tE ≈ tr ; ∆ tE ≈ t f
on

of
w przypadku użycia RG innej niż
nominalna można przyjąć t ∝ RG
t r ≈ (R G /R G(nom) )t r(nom)
t f ≈ (R G /R G(nom) )t f(nom)
dokładniej – z ładunku bramki
t r i , t f i =f (Q GS2 ) ; t f u , t r u =f (Q GD )

t
pD
ID(on)∙UDS(off)
ED(on)
tri
tfu=tr
∆tEon
Łukasz Starzak, Podzespoły i układy scalone mocy, lato 2015/16
ED(off)
tru=tf
tf
t
∆tEoff
31
Moc strat dynamicznych – diody
●
Wyłączanie diod PIN

założenia upraszczające

U rr(m)≈ U R ; U F≈ 0
energia
1
E
=
i
u
d
t
=
I
U t
∫
2 rr(m) R f
of
Qrr
Urr(m)
t rr

nieznane tf/ts ⇒ tf=trr ; Irr(m) ⇒ Qrr
(szacunek od góry)
E of = 12 I rr(m) t rr U R =Q rr U R

ts
tf
lub tf/ts = 1 ⇒ ½Qrr
E of = 12 I rr(m)⋅12 t rr U R = 12 Q rr U R
●
Moc czynna
p
P dyn=(E on +E of ) f s
Łukasz Starzak, Podzespoły i układy scalone mocy, lato 2015/16
32
Moc strat dynamicznych – diody (cd.)
●
Załączanie diody PIN



zawsze Eon < Eof
nie do pominięcia dla diod
ultraszybkich (małe Eoff)
założenie: i = const = IF
E on=∫ i u d t = 12 I F U fr(m) t fr ; P on=E on f s
t fr
●
Diody Schottky’ego

Eon pomijalna ⇐ i, u, t < IF, UF, tcond

Eof podobnie jak dla diody PIN
▶
zmiana u przez cały trr
▶
ppk ≈ Irr(m)∙½UR
▶
ładunek przestrzenny Qc
▶
zakładając symetryczny i(t):
E of = 12 I rr(m) t rr⋅12 U R = 12 Q c U R
Łukasz Starzak, Podzespoły i układy scalone mocy, lato 2015/16
33
Moc strat dynamicznych – wzajemny wpływ
przyrządów
●
Jeżeli następuje przełączenie
prądu z diody do tranzystora



prąd wyłączanej diody zamyka
się zwykle przez załączany
tranzystor
dodatkowe straty w tranzystorze
zakładając uDS = const = UDS(off):
P on,rr =E on,rr f s=
1
= 2 I rr(m) t rr U DS(off) f s=Q rr U DS(off) f s
Qrr
Łukasz Starzak, Podzespoły i układy scalone mocy, lato 2015/16
34
Moc strat dynamicznych (cd.)
●
Tyrystory, obwód sterowania BJT

●
Wpływ warunków przełączania

Obwód mocy tranzystorów BJT

●
zasadniczo jak dla diody PIN
●
zasadniczo jak dla MOSFET-ów

Tranzystory IGBT


jak MOSFET + ogon prądowy
złożone istotne zależności ⇒
bezpośrednio podawane Eon, Eof



wszystkie przyrządy:
Ion (IF), Uof (UR) na t
diody PIN, tyrystory:
głównie IF, diF/dt, dodatkowo
diF/dt
na dodatkowo Irr(m), Qrr
tranzystory IGBT:
na dodatkowo tttail
diody Schottky’ego:
zasadniczo tylko Uof
dodatkowo przyrządy bipolarne
i sterowanie prądowe:
temperatura
Łukasz Starzak, Podzespoły i układy scalone mocy, lato 2015/16
35
Wytrzymałość napięciowa
●
W praktycznych przyrządach o
wytrzymałości w zasadniczym
kierunku blokowania decyduje
przebicie lawinowe

●
●
●
także „diody Zenera” – zjawisko
Zenera nie występuje przy tak
niskich koncentracjach
domieszek
Przebicie lawinowe/skrośne nie
jest niszczące samo z siebie, ale:
przyrząd przestaje blokować
płynie duży prąd (ograniczony
impedancją obwodu) ⇒ J


●
zależnie od typu tranzystora
Wszelkie diody
wysokonapięciowe są lawinowe

●
skrośne może występować
jednocześnie (PT PIN, PT IGBT)
⇒ mniejsze Ubr
W kierunku zaporowym
tranzystorów może decydować
przebicie skrośne

●
●
aktywacja sprzężenia elektrotermicznego ⇒ przebicie cieplne
uszkodzenie połączeń
przy wysokim U=Ubr ⇒ P ⇒ Tj↗

Tj > Tj(max) ⇒ przyrząd poza SOA

Tj > Tj(crit) ⇒ przebicie cieplne
MOSFETy wysokiej odporności


rugged, avalanche-rated
specyfikowana dopuszczalna
energia przebicia lawinowego
(powtarzalna lub niepowtarzalna)
Łukasz Starzak, Podzespoły i układy scalone mocy, lato 2015/16
36
Napięcie przebicia
●
Przyrządy bez wzmocnienia
prądowego
U br =U J(br)
●
Przyrządy z mechanizmem
tranzystora bipolarnego
U br =U J(br) (1− α F )1/κ ; κ ≈ 5


●
mniejsza wytrzymałość
napięciowa
większy prąd upływu
●
Napięcia przebicia BJT

UCES(br) = UCBO(br) = UJ(br)

UCEO(br) < UJ(br)

stosowane częściowe zwarcie B-E
opornikiem
▶ zwiększenie U
br
UCEO(br) < UCER(br) < UCES(br)
▶
kosztem spadku βF
Wpływ temperatury na przebicie
lawinowe

θ ↗ Ubr ↗
Łukasz Starzak, Podzespoły i układy scalone mocy, lato 2015/16
37
Napięcie przebicia (cd.)
●
Tranzystory polowe


podaje się tylko napięcia przebicia przy
zwarciu G-S / G-E: UDSS(br), UCES(br)
w praktyce nie pracuje się z rozwartą
bramką ze względu na ryzyko
pasożytniczego załączenia
1E-5
BJT CEO
BJT CES
MOSFET DSS
IGBT CES
ID [A]
1E-6
1E-7
1E-8
0
200
400
600
800 1000 1200 1400 1600 1800
UD [V]
wszystkie 8…9 A
MOSFET, IGBT 600 V
BJT 700/1500 V
Łukasz Starzak, Podzespoły i układy scalone mocy, lato 2015/16
38
Pasożytnicze załączanie tranzystorów polowych
●
Elementy pasożytnicze




●
występuje dzielnik napięcia
CGS – CGD
UDS ↗ ⇒ UGS ↗
gdy uGS > UGS(th), tranzystor
załącza się
dzielnik pojemnościowy szybko
reaguje na gwałtowne zmiany
napięcia (duDS/dt) powodowane
przez indukcyjności pasożytnicze
Rozwiązania


włączenie opornika równolegle
do końcówek obwodu sterowania
(G-S)
w przypadku b. dużych duDS/dt –
odpowiedni dobór tranzystora:
CGS/CGD > 15
u GS =
=
Z GS
Z GS +Z GD
C GD
C GS +C GD
Łukasz Starzak, Podzespoły i układy scalone mocy, lato 2015/16
u DS =
−1
( )
u DS= 1+
C GS
C GD
u DS
39